閱讀摘要：

本文介紹了一種嚴格的方法,它可估計將開關器件產(chǎn)生的共模噪聲抑制到一定程度以下所需采用的濾波器的參數(shù)值.這種方法的基礎是等效噪聲發(fā)生器的共模阻抗的間接測試,可以粗略且嚴格地估計出一種開關電子裝置在考慮了高頻特性以及濾波器的寄生參數(shù)時的共模輸入阻抗,并預測插入共模濾波器所達到的插入損耗.實驗結果表明,預測的插入損耗的精度大約為10dB.  這種方法對于簡化濾波器設計步驟,縮短研發(fā)周期以及優(yōu)化有關國際傳導發(fā)射限制的終方法是很有幫助的.
 

目前,開關器件中使用的EMI濾波器都是根據(jù)設計者個人的經(jīng)驗或采用試探法來設計的.輸入濾波器共模部分的設計尤其是這樣,它摒棄了通過正確地計算與測試來獲得濾波器參數(shù)值的系統(tǒng)方法.本文介紹了一種嚴格的方法,它可估計將開關器件產(chǎn)生的共模噪聲抑制到一定程度以下所需采用的濾波器的參數(shù)值.這種方法的基礎是等效噪聲發(fā)生器的共模阻抗的間接測試.1 引言  為了符合國際電磁兼容標準的要求,使用了高頻開關器件的電源電子電路必須安裝一個合適的EMI濾波器,以阻止頻率范圍為150kHz~3MHz的過高的傳導噪聲侵入電源網(wǎng)絡.在導線和電子設備之間的供電部分安裝一個合適的無源EMI濾波器,就可以將噪聲衰減到所要求的程度.   這種輸入濾波器的設計通常采用試探法.由于不能保證得到的結果是正確的,所以這種方法往往會浪費大量的時間.選擇正確的參數(shù)值之所以困難,一是因為高頻時寄生參數(shù)起了主導作用,二是對噪聲發(fā)生器的內(nèi)部阻抗不了解.對于共模噪聲來說尤為如此,因為其之大小在很大程度上取決于電路的布置和電路的寄生參數(shù),這些都將會使濾波器衰減的預測變得更困難.  因此,要預測濾波器的效能,就需要知道器件特性以及等效噪聲發(fā)生器(包括共模噪聲和差模噪聲)等方面的更多的信息.   根據(jù)[3]中所描述的方法,文中介紹了一種利用對噪聲源的內(nèi)部共模阻抗進行間接的測試去估計由EMI濾波器提供的共模噪聲的衰減值的方法.這種方法的可行性可以通過對采用了高頻開關器件的電子焊接裝置的測試來得到證實.與[3]不同的是,[3]中的分析限制在一個很低的頻率(4MHz),而本文所述方法的分析頻率達到了30MHz.這了在這個很寬的頻率范圍內(nèi)得到可靠的預測結果,還對傳導發(fā)射限值的上限和合適的解決辦法作了說明.文中粗體字母代表復數(shù)形式的阻抗,標準字體的字母代表阻抗的模值. 
2 無源器件分析2.1 無源器件的特點  為了更好地理解這種方法的精確性,要先來了解一下無源器件的頻率特性.這可以通過插入損耗測試來得到,其測試包括確定參數(shù)(E、R)電路中插入了無源器件Z以后產(chǎn)生的衰減的測試,如圖1所示.
圖1 插入損耗測試示意圖 
  事實上,對于典型50Ω跟蹤發(fā)生器和接收機來說,如果想要表述的Z串聯(lián)阻抗在預定的頻率范圍內(nèi)遠大于100Ω的Z串聯(lián)值,那么不帶串聯(lián)阻抗V與帶有串聯(lián)阻抗V'的接收機輸入端電壓差間的比值就可直接算得阻抗的模,亦即: 
   (1) 
  同樣,還可以表征模值小于25Ω的并聯(lián)插入阻抗Z并聯(lián): 
   (2) 
  值得一提的是,這一特點在很大程度上依賴于試驗裝置.為了避免不想要的寄生成分的影響,測試時應該注意控制連接線長度、接地面與其它金屬物體的距離等,以減小這些非理想因素的作用.  例如,下述的無源器件就可以用這種方法來表征,在150kHz到300MHz頻率范圍內(nèi)的電感L 1(3mH)與L2(400μH),電容C1(47nF)、C2(220nF)與C3(1μF,聚酯型).應使用合適的插入損耗方法,即在分析頻率上,阻抗大于100Ω的電感以串聯(lián)插入來表征,而阻抗小于25Ω的電容以并聯(lián)插入來表征.電感的結果參見圖2,電容的結果參見圖3. 

圖2 電感L1和L2高頻阻抗的測試結果 圖3 電容C1、C2和C3高頻阻抗的測試結果 
  電感L2曲線上有一個由于點的數(shù)量有限而產(chǎn)生的折線角;在任何情況下,器件均有一明顯的非理想特性.  還觀測到,由于寄生串聯(lián)電感的影響,三個電容在100MHz以上的阻抗是相同的.這一現(xiàn)象很有意思.這意味著,如果將其用作高頻濾波器,將會得到相同程度的衰減.之所以如此是因為,在這個頻率范圍內(nèi),由于外部連接器的存在,串聯(lián)寄生電感占主導地位.2.2 寄生參數(shù)的確定  從被測阻抗除去這些無源器件的寄生參數(shù)值,就可以得到無源器件的等效電模型.一個工作頻率能達到高頻的無源元件的有效模型是很有用的,它有助于理解元件置入復雜電路后產(chǎn)生的影響,也有助于從電路仿真中得到可靠的結果.   圖4a說明,該電模型可表示電容C3,其中Lp和Rp分別代表串聯(lián)寄生電感和電阻(不考慮與模擬介質損耗的電容C相并聯(lián)的電阻,因為它的作用只會在低的頻率下體現(xiàn)出來).圖4b示出了模型中每個寄生元件的影響:C3-1代表了模型中參數(shù)C的值,這個值通過前述特性阻抗(圖中表示為C3REAL)的低頻漸近線可以很容易地確定;C3-2代表的是考慮了串聯(lián)電感Lp相同的電容,其串聯(lián)電感的值可以通過高頻漸近線來估計;后,觀察到的被測電容阻抗的諧振峰值可以來確定串聯(lián)寄生電阻Rp,它由標著C3-3的完*模型阻抗曲線示出.如前所述,確定的寄生元件值就可給出電容實際性能的滿意的近似值. 
(a) (b) 
圖4a) C3的等效電模型 b) 被測阻抗C3REAL與不同近似值的比較:C3-1只包含了電容C;C3-2增加了Lp;C3-3表示的是整個電模型 
  上述寄生參數(shù)的確定過程同樣適用于2.5mH(這個值經(jīng)常用于共模濾波器)低頻值的電感.在這種情況下,寄生元件的確定過程比建立一個滿意的模型要稍復雜一些,這是因為需要考慮象扼流圈磁導率的頻率變化(這種現(xiàn)象在共模扼流圈使用的高磁導率磁性材料中是很顯著的)這樣的非線性特性.然而,一個與電感(圖5a中的Rs)并聯(lián)的簡單電阻就可利用一階函數(shù)(對數(shù)據(jù)表示中的材料特性進行分析得到極點頻率)來很好地近似磁導率的變化.其它需要考慮的寄生元件如圖5a所示:Cp可模擬線圈的總電容,RL考慮了鐵芯損耗(線圈串聯(lián)電阻可以被忽略,因為其影響制在極低頻范圍).被測阻抗(圖中的L1REAL)與連續(xù)近似值的比較如圖5b所示:L1-1代表模型中的理想電感L,它可由低頻漸近線來確定;L1-2示出了并聯(lián)電容Cp后從高頻漸近線得到的結果;L1-3包括了Rs的影響;而L1-4包括了電阻RL.應注意到,從電的角度來說,可以在模型中使用單個的電阻. 
(a) (b) 
圖5a) L3的等效電模型 b) 被測阻抗L3REAL與不同近似值的比較:L1-1只包含了電感L;L1-2增加了Cp;L1-3和L1-4分別表示包含Rs和RL的情況 
3 內(nèi)部共模阻抗評估  相同的插入損耗測試現(xiàn)在可以用在等效噪聲發(fā)生器阻抗的頻率表征中.特別是,當使用高頻電子焊接設備時(作為一個噪聲發(fā)生器,其必須符合[4]的要求),主要關注其共模噪聲.事實上,差模噪聲可以通過測試被器件吸收的電流很容易地估算出來,而共模噪聲受寄生元件和電路布置的影響很大,它通常是高頻范圍內(nèi)的傳導噪聲測量的主要部分.3.1 理論方法  從理論上看,噪聲發(fā)生器內(nèi)部阻抗的測量可由串聯(lián)插入或并聯(lián)插入做出,其結果的精度取決于與測量系統(tǒng)輸入阻抗R有關的未知阻抗的值.通常,測量系統(tǒng)由一個與線路阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(LISN)連接的接收機組成,因此,該系統(tǒng)的共模噪聲的輸入阻抗要與LISN的50Ω電阻和接收機的50Ω輸入阻抗并聯(lián)(在所關心的頻率范圍內(nèi),電抗部分的阻抗可以忽略). 
  將一個已知共模阻抗Zins串聯(lián)到導線與器件(以內(nèi)部阻抗Zcm和噪聲發(fā)生器Ecm為特征)之間(如圖6所示),就可以得到插入損耗:
圖6 采用串聯(lián)阻抗插入法測量噪聲發(fā)生器共模阻抗Zcm的裝置 

假設Zcm》R和Zins》Zcm,就可以得到: 

從式(4)可以很容易得到Zcm.  另一種情況,將一個已知阻抗Zins并聯(lián)到導線與器件(以內(nèi)部阻抗Zcm和噪聲發(fā)生器Ecm為特征)之間,就可以得到插入損耗: 

假設R》Zcm和Zcm》Zins,就可得到: 

  采用串聯(lián)阻抗還是并聯(lián)阻抗依賴于Zcm的期望值:如果它遠大于25Ω,那么就使用串聯(lián)插入;否則要選擇并聯(lián)插入.在任何情況下,測試精度都可以通過檢查假設的正確性來證實.  如果Zcm的模與25Ω可比,那么使用一個已經(jīng)測過其阻抗的旁路電容來減小接收機的輸入阻抗是很方便的.  應注意,上述方法所基于的假設在整個傳導發(fā)射頻率范圍內(nèi)并不能很好地滿足.這意味著,被測的未知阻抗Zcm只在某些頻段可靠,在剩余的頻段必須采用不同的外部阻抗Zins.3.2 測試  為了使上面提出的測試技術得到認可,測量了商用高頻電子焊接設備的內(nèi)部共模阻抗Zcm.在這種情況下,由于共模噪聲主要是由電子設備到金屬外殼的寄生電容引起的,所以Zcm值比R要高.因而,前述特征阻抗要遵循圖6的方法用作已知串聯(lián)阻抗.  終的插入損耗測試在低于1MHz的低頻段給出的結果不能被接受,這是因為被測阻抗Zcm并沒有比LISN的輸入阻抗(25Ω)高很多.為了將測試系統(tǒng)輸入阻抗在整個頻率范圍內(nèi)減小到2Ω以下,根據(jù)上文建議,可以采用增加一個已知阻抗的并聯(lián)電容(C3)來解決這個問題.有和沒有串聯(lián)電感的電子焊接設備產(chǎn)生的被測共模噪聲比較如圖7所示.知道了外部阻抗Zins后,再根據(jù)式(4),就可得到Zcm,其結果如圖8所示.從與Zins的比較可以看出,上述方法所基于的假設在150kHz至30MHz的整個頻率范圍內(nèi)都能很好地滿足,只有在大約5MHz的地方才不能很好地符合不等式Zcm< 
圖7 有和沒有串聯(lián)電感 Zins的焊接設備產(chǎn)生的共模噪聲 圖8 計算的Zcm和測試的Zins 
  還觀察到,當共模噪聲的測試曲線是由多個點組成的時候,Zcm每十倍頻用10個值來計算,所以才會生成如此尖銳的曲線圖.這種特性丟失的原因是由于圖7中兩種共模噪聲譜的比較而產(chǎn)生的問題:由于峰值不總是出現(xiàn)在同一頻率上.這樣,兩種情況若是需要更清楚地比較,應該在頻率上有一個偏移.這種特性有待于進一步分析.4 衰減的預測與證實  一旦知道了噪聲發(fā)生器的內(nèi)部阻抗,那么利用式(3)就很容易預測出不同的串聯(lián)特性阻抗插入所產(chǎn)生的插入損耗,或者由更復雜的共模濾波器所產(chǎn)生的衰減. 
  所提出方法實驗驗證是通過預測并測試由前面分析過的設備中插入共模電感L1所產(chǎn)生的插入損耗來實現(xiàn)的.從圖9可以看出,實驗結果和預測結果之差小于10dB,而且,在中間頻段所需要的近似也并不能完*地與假設相符.  這樣,就有可能不用經(jīng)驗和試探法去設計濾波器,它不但改進了設備的傳導EMI性能,而且減少了所需的噪聲.
圖9 預測和測試的IL